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電源:CVCF逆變器波形控制技術研究

鉅大鋰電  |  點擊量:0  |  2020年06月17日  

1引言


在電力電子裝置中,以CVCF逆變器為核心的UpS得到了廣泛的應用,對其輸出波形重要的技術要求包括低的穩態總諧波畸變率(THD)和快速的動態響應,由于非線性負載、pWM調制過程中的死區和逆變器系統本身的弱阻尼性等因素的影響,采用一般的閉環pWM控制效果不理想。本文以美國TI公司生產的TMS320F240DSp為控制芯片,采用重復控制[1]改善系統的穩態性能,采用引入積分控制[2]的極點配置[2]改善系統的動態特性,實驗結果表明,本方法可以同時實現高品質的穩態和動態特性。


2重復控制器設計


重復控制的基本思想來源于控制理論中的內模原理[3],即假如希望控制系統對某一參考指令實現無靜差跟蹤,那么出現該參考指令的模型必須包含在穩定的閉環控制系統內部。圖一是本系統采用的重復控制框圖,以下對其各部分進行分析說明。


圖1離散域重復控制器框圖


p(z)是逆變器的輸入與輸出的離散傳函,是系統中的控制對象。逆變器的開關頻率比LC濾波器的自然頻率高得多,其動態特性重要由LC濾波器決定,通過建立系統狀態方程獲得p(z)。本系統中,L=0.88mH,C=60µF,電感的等效串聯電阻為0.4Ω,開關頻率和采樣頻率都是10KHz,推導出其離散傳函為:


作出其伯德圖如圖2所示,可以看到逆變器存在一個諧振峰,阻尼比很小。


圖2逆變器p(z)的伯德圖


圖1中虛線框內為重復控制器的內模,N為一個周期內采樣的次數。該內模實際上是一個周期延遲正反饋環節,只要輸入信號是以基波周期重復出現,其輸出就是對輸入信號的逐周期累加。當Q(z)取值為1,可視為以周期為步長的積分環節,可以達到無靜差,但是給系統帶來N個位于單位圓周的極點,使開環系統呈現臨界振蕩狀態,本系統中Q(z)取為0.95,以改善系統穩定性。


圖1中重復控制器里包含有一個補償器


其中濾波器S(z)由以下兩部分構成


陷波濾波器S1(z)重要用于對消逆變器的諧振峰值,二階濾波器S2(z)重要供應高頻衰減。超前環節zk補償濾波器S(z)和控制對象p(z)總的相位滯后,Kr是重復控制增益。補償器C(z)要達到的目的是使校正后的對象中低頻增益接近于1,而高頻增益則盡快地降至-26dB以下,同時系統在整個中低頻段前向通道的總相移盡量小。取Kr=0.9,zk=z5,作出C(z)p(z)的伯德圖,如圖3所示,可以看到設計符合要求。


圖3C(z)p(z)的伯德圖


前向通道上串接的周期延遲環節z-N使控制動作延遲一個周期進行,即本周期檢測到的誤差信息在下一周期才開始影響控制量。引入周期延遲環節的重要原因是系統中含有超前環節zk,假如此系統要能夠物理實現,必須有一延遲環節。


3極點配置


重復控制有效的改善逆變器穩態性能,但動態響應欠佳。實際上,逆變器的自然動態特性之所以不好,最重要的原因是逆變器自身的阻尼太弱。對此,最直接有效的解決辦法就是引入狀態反饋,進行極點配置,新增控制對象的阻尼。


圖4是為單相逆變器的等效電路,逆變器空載時阻尼最小。因此,在執行極點配置時,假定逆變器處于空載(最惡劣的情況),配置極點時應注意逆變器帶載以后阻尼比會變大。


圖4單相pWM逆變器模型


取電容電壓vC和電容電流iC作為狀態變量,pWM逆變器的空載模型為:


引入狀態反饋


,其中r是閉環系統參考指令,K是反饋增益陣,則閉環系統的狀態方程變為:


將閉環極點配置在z域的0.74±0.3i點,此時系統自振蕩頻率ωn為4454rad/s(大致與LC濾波器截止頻率相同);阻尼比ξ為0.5。圖5(a)是系統的突加負載仿真波形,觀察發現輸出電壓在突加瞬間跌落后不能完全回到原來的軌跡,而是有一個固有的靜態誤差。對反饋系統分析發現,電容電壓vC反饋相當于一個比例環節p,電容電流iC反饋相當于一個微分環節D,都不能消除靜態誤差。因此,我們在控制系統中引入積分環節,把輸出y的積分量和狀態變量一起作為反饋量,假設這個新變量為xI,即


,原來的二階系統變為了三階系統


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