本文提出了一種基于UCC28600控制器的準諧振反激式開關電源的設計方法，該方法分析了準諧振反激式開關電源的工作原理及實現方式，給出了電路及參數設計和選擇過程，以及實際工作開關波形。實驗證明，該方法中所設計的準諧振反激式開關電源具有輸入電壓范圍寬、轉換效率高、低EMI、工作穩定可靠的特點。準諧振技術降低了MOSFET的開關損耗，提高產品可靠性。

引言

準諧振轉換是十分成熟的技術，廣泛用于消費產品的電源設計中。新型的綠色電源系列控制器實現低至150mW的典型超低待機功耗。本文將闡述準諧振反激式轉換器是如何提高電源效率以及如何用UCC28600設計準諧振電源。

常規的硬開關反激電路

圖1所示為常規的硬開關反激式轉換器電路。這種不持續模式反激式轉換器(DCM)一個工作周期分為三個工作區間：(t0~t1)為變壓器向負載供應能量階段，此時輸出二極管導通，變壓器初級的電流通過Np:Ns的耦合流向輸出負載，逐漸減小。

MOSFET電壓由三部分疊加而成：輸入直流電壓VDC、輸出反射電壓VFB、漏感電壓VLK.到t1時刻，輸出二極管電流減小到0，此時變壓器的初級電感和和寄生電容構成一個弱阻尼的諧振電路，周期為2πLC。在停滯區間(t1~t2)，寄生電容上的電壓會隨振蕩而變化，但始終具有相當大的數值。當下一個周期t2節點，MOSFET導通時間開始時，寄生電容(COSS和CW)上電荷會通過MOSFET放電，出現很大的電流尖峰。由于這個電流出現時MOSFET存在一個很大的電壓，該電流尖峰因此會做成開關損耗。此外，電流尖峰含有大量的諧波含量，從而出現EMI。

準諧振反激式設計的實現

利用檢測電路來有效地“感測”MOSFET漏源電壓(VDS)的第一個最小值或谷值，并僅在這時啟動MOS-FET導通時間，由于寄生電容被充電到最低電壓，導通的電流尖峰將會最小化。這情況常被稱為谷值開關(ValleySwitching)或準諧振開關。這種電源是由輸入電壓/負載條件決定的可變頻率系統。換言之，調節是通過改變電源的工作頻率來進行，不管當時負載或輸入電壓是多少，MOSFET始終保持在谷底的時候導通。這類型的工作介于持續(CCM)和不持續條件模式(DCM)之間。因此，以這種模式工作的轉換器被稱作在臨界電流模式(CRM)下工作。臨界模式下MOSFET漏源電壓如圖2所示。

在反激式電源設計中采用準諧振開關方法有著許多優點：

(1)降低導通損耗

由于MOSFET導通具有最小的漏源電壓，故可以減小導通電流尖峰。減輕了MOSFET的壓力，降低器件的溫度。

(2)降低輸出二極管反向恢復損耗

由于二次側的整流管零電流關斷，反向恢復損耗降低，從而提高電源整體效率。

(3)減少EMI

導通電流尖峰的減小以及在準諧振過程中存在頻率抖動，將會減小EMI噪聲，這就減少EMI濾波器的使用數量，從而降低電源成本。基于UCC28600控制器的鎢燈電源的設計

1、UCC28600控制器的重要特性

UCC28600控制器的重要特性有先進的綠色模式控制方式;低EMI及低損耗(谷底開關)的準諧振控制方式；空載損耗小于150mW(低待機電流)；低啟動電流(最大25μA);；可編程過壓保護(輸入電壓和輸出電壓)；內置過溫保護，溫度回復后可自動重啟；限流保護：逐周期限功率，過電流打嗝式重啟；可編程軟啟動;；集成綠色狀態腳(pFC使能端)。

2、UCC28600工作原理

UCC28600內部集成了UVLO比較器，高頻振蕩器，準諧振控制器和軟起動控制器，待機模式跳脈沖比較器，輸入和輸出過電壓保護。其內部結構圖如圖3所示。

(1)UVLO比較器

UCC28600的VDD電壓在13V起動，在低于8V時關閉，有5V的滯差電壓，可以提高UCC28600工作的穩定性。

(2)內部振蕩器

UCC28600內部集成了一個40~130kHz的振蕩器。

(3)準諧振控制器和軟起動控制器

UCC28600采用準諧振的開關變換器以提高轉換效率，利用變壓器的勵磁磁通，在開關關斷期間，檢測變壓器繞組的輸出電壓，假如電壓偏低及處于振蕩的波谷時，可以確認該時刻變壓器勵磁磁通耗盡，可以開啟下一周期。該準諧振模式可分為臨界導通模式(CRM)和不持續導通模式(DCM)以及頻率調制模式(FFM)。

(4)待機模式和跳脈沖比較器

當功率繼續減小，UCC28600進入待機模式;頻率調制模式(FFM)頻率下降到40kHz，不再減小;當FB小于0.6V時，開關脈沖輸出關斷，當FB大于0.7V時，開關脈沖正常輸出，從而得到跳脈沖模式的待機工作狀態。

(5)輸入和輸出過電壓保護

OVp引腳為過電壓(線電壓和負載電壓)輸入腳以及諧振開通的響應腳，此腳通過變壓器初級偏置線圈來偵測輸入過壓，負載過壓及諧振條件，其過壓點可通過與此腳相連的電阻來靈活調節。

3、鎢燈電源的技術指標

輸入電壓：95~260VAC50/60Hz;輸出電壓：5V;輸出電流：4.3A;可遙控關閉電源輸出。

4、電源設計過程

鎢燈電源電路圖如圖4所示，交流電源從左上角輸入，經輸入電源濾波器、整流橋、高壓電容，轉為約130~360V的直流高壓。N14、V30組成高壓側主電路，將直流高壓斬波為脈沖電壓，通過變壓器耦合，經V12整流輸出，輸出電容濾波為直流電壓。

3.4.1、啟動電路

由于UCC28600的啟動電流非常小，典型值為12μA，可以大大降低啟動電阻的功耗，因而啟動電阻由三個300kΩ的貼片電阻串聯而成。但由于VDD引腳要一個足夠的儲能電容防止在工作時出現打嗝現象，帶來的一個問題是VDD啟動時電壓上升過慢，電源啟動時間過長。解決方法是VDD引腳采用小電容，反供繞組采用大電容，兩者之間用V34(1N4148)隔離。

3.4.2、遙控電路

遙控電路用光耦TLp181安全隔離，當遙控信號輸入CTL端加電流信號時，光耦輸出端導通，通過V33將UCC28600的SS引腳拉低，關閉MOSFET的驅動信號；通過R32將VDD電壓拉低，低于UCC28600的啟動電壓，防止芯片一直處于重啟過程。

3.4.3、反饋電路

采用TL431采樣輸出端電壓，通過光耦TLp181隔離后反饋到芯片的輸入端。TL431的基準電壓為2.495V，通過R84、R85的分壓，將輸出電壓設定在11.5V.由于負載為固定鎢燈電源，所以不用考慮電源的瞬態相應，故TL431的補償電容采用簡單的Ⅰ類補償，電路簡單，穩定可靠。

3.4.4、變壓器設計

設在最大負載時，UCC28600工作在準諧振模式，其最大占空比發生在最低輸入電壓時，在固定輸入電壓和輸入功率的情況下：

初級繞組采用2×0.35漆包線，次級采用125μm銅箔，采用三明治繞法，磁芯中心柱開氣隙，使ALG為275nH/T2。5、測試數據

3.5.1、電源轉換效率

電源在不同輸入輸出條件下效率如圖5所示。

3.5.2、不同狀態下的開關管波形

電源在不同狀態下的開關管波形如圖6所示。

由圖6可以看出，當輸出負載很小時，電源是工作于跳脈沖模式，這樣可以降低開關損耗，提高輕載電源效率;隨著負載加大，電源開始進入頻率調制工作模式。在滿載且輸入電壓較高時，電源工作于頻率較高的準諧振模式;假如輸入電壓較低時，工作模式不變，但開關頻率降低，維持開關管在波形谷底導通。

結語

本文提出的基于UCC28600控制器的準諧振反激式開關電源的設計方法，該方法利用準諧振技術降低了MOSFET的開關損耗。實踐證明，基于UCC28600的準諧振反激式開關電源的設計具有輸入電壓范圍寬、輸出電壓精度高、高轉換效率、低待機功耗等特點。本電源應用于鎢燈電源中，最高效率達到86%，收到了良好效果。