0引言

隨著現(xiàn)代汽車(chē)用電設(shè)備種類(lèi)的增多，功率等級(jí)的新增，所要電源的型式越來(lái)越多，包括交流電源和直流電源.這些電源均要采用開(kāi)關(guān)變換器將蓄電池供應(yīng)的+12VDC或+24VDC的直流電壓經(jīng)過(guò)DC-DC變換器提升為+220VDC或+240VDC,后級(jí)再經(jīng)過(guò)DC-AC變換器轉(zhuǎn)換為工頻交流電源或變頻調(diào)壓電源。關(guān)于前級(jí)DC-DC變換器，又包括高頻DC-AC逆變部分、高頻變壓器和AC-DC整流部分，不同的組合適應(yīng)不同的輸出功率等級(jí)，變換性能也有所不同。

推挽逆變電路以其結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、變壓器磁芯利用率高等優(yōu)點(diǎn)得到了廣泛應(yīng)用，尤其是在低壓大電流輸入的中小功率場(chǎng)合;同時(shí)全橋整流電路也具有電壓利用率高、支持輸出功率較高等特點(diǎn)。鑒于此，本文提出了一種推挽逆變車(chē)載開(kāi)關(guān)電源電路設(shè)計(jì)方法。該方法在推挽逆變-高頻變壓器-全橋整流設(shè)計(jì)的基礎(chǔ)上，進(jìn)一步設(shè)計(jì)了24VDC輸入-220VDC輸出、額定輸出功率600W的DC-DC變換器，并采用Ap法設(shè)計(jì)相應(yīng)的推挽變壓器。

1推挽逆變的工作原理

圖1給出了推挽逆變-高頻變壓-全橋整流DC-DC變換器的基本電路拓?fù)洹Ｍㄟ^(guò)控制兩個(gè)開(kāi)關(guān)管S1和S2以相同的開(kāi)關(guān)頻率交替導(dǎo)通，且每個(gè)開(kāi)關(guān)管的占空比d均小于50%,留出一定死區(qū)時(shí)間以防止S1和S2同時(shí)導(dǎo)通。由前級(jí)推挽逆變將輸入直流低電壓逆變?yōu)榻涣鞲哳l低電壓，送至高頻變壓器原邊，并通過(guò)變壓器耦合，在副邊得到交流高頻高電壓，再經(jīng)過(guò)由反向快速恢復(fù)二極管FRD構(gòu)成的全橋整流、濾波后得到所期望的直流高電壓。由于開(kāi)關(guān)管可承受的反壓最小為兩倍的輸入電壓，即2UI,而電流則是額定電流，所以，推挽電路一般用在輸入電壓較低的中小功率場(chǎng)合。

圖1:方法設(shè)計(jì)總體拓?fù)潆娐穲D

當(dāng)S1開(kāi)通時(shí)，其漏源電壓uDS1只是一個(gè)開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通壓降，在理想情況下可假定uDS1=0,而此時(shí)由于在繞組中會(huì)出現(xiàn)一個(gè)感應(yīng)電壓，并且根據(jù)變壓器初級(jí)繞組的同名端關(guān)系，該感應(yīng)電壓也會(huì)疊加到關(guān)斷的S2上，從而使S2在關(guān)斷時(shí)承受的電壓是輸入電壓與感應(yīng)電壓之和約為2UI.在實(shí)際中，變壓器的漏感會(huì)出現(xiàn)很大的尖峰電壓加在S2兩端，從而引起大的關(guān)斷損耗，變換器的效率因受變壓器漏感的限制，不是很高。在S1和S2的漏極之間接上RC緩沖電路，也稱(chēng)為吸收電路，用來(lái)抑制尖峰電壓的出現(xiàn)。并且為了給能量回饋供應(yīng)反饋回路，在S1和S2兩端都反并聯(lián)上續(xù)流二極管FWD.

2開(kāi)關(guān)變壓器的設(shè)計(jì)

采用面積乘積(Ap)法進(jìn)行設(shè)計(jì)。關(guān)于推挽逆變工作開(kāi)關(guān)電源,原邊供電電壓UI=24V,副邊為全橋整流電路，期望輸出電壓UO=220V,輸出電流IO=3A,開(kāi)關(guān)頻率fs=25kHz,初定變壓器效率η=0.9,工作磁通密度Bw=0.3T.

(1)計(jì)算總視在功率pT.設(shè)反向快速恢復(fù)二極管FRD的壓降：VDF=0.6*2=1.2V

3推挽逆變的問(wèn)題分析

3.1能量回饋

主電路導(dǎo)通期間，原邊電流隨時(shí)間而新增，導(dǎo)通時(shí)間由驅(qū)動(dòng)電路決定。

圖2:推挽逆變能量回饋等效電路

圖2(a)為S1導(dǎo)通、S2關(guān)斷時(shí)的等效電路，圖中箭頭為電流流向，從電源UI正極流出，經(jīng)過(guò)S1流入電源UI負(fù)極，即地，此時(shí)FWD1不導(dǎo)通;當(dāng)S1關(guān)斷時(shí)，S2未導(dǎo)通之前，由于原邊能量的儲(chǔ)存和漏電感的原因，S1的端電壓將升高，并通過(guò)變壓器耦合使得S2的端電壓下降，此時(shí)與S2并聯(lián)的能量恢復(fù)二極管FWD2還未導(dǎo)通，電路中并沒(méi)有電流流過(guò)，直到在變壓器原邊繞組上出現(xiàn)上正下負(fù)的感生電壓。如圖2(b);FWD2導(dǎo)通，把反激能量反饋到電源中去，如圖2(c)，箭頭指向?yàn)槟芰炕仞伒姆较颉D3所示為Ap法設(shè)計(jì)開(kāi)關(guān)變壓器電路理想工作波形。

圖3:開(kāi)關(guān)變壓器電路理想工作波形圖

3.2各點(diǎn)波形分析

當(dāng)某一pWN信號(hào)的下降沿來(lái)臨時(shí)，其控制的開(kāi)關(guān)元件關(guān)斷，由于原邊能量的儲(chǔ)存和漏電感的原因，漏極出現(xiàn)沖擊電壓，大于2UI,因?yàn)榧尤肓薘C緩沖電路，使其最終穩(wěn)定在2UI附近。

當(dāng)S1的pWN信號(hào)下降沿來(lái)臨，S1關(guān)斷，漏極出現(xiàn)較高的沖擊電壓，并使得與S2并聯(lián)的反饋能量二極管FWD2導(dǎo)通，形成能量回饋回路，此時(shí)S2漏極出現(xiàn)較高的沖擊電流，見(jiàn)圖4.

圖4:S2漏極出現(xiàn)較高的沖擊電流圖

3實(shí)驗(yàn)與分析

3.1原理設(shè)計(jì)

圖5為簡(jiǎn)化后的主電路。輸入24V直流電壓，經(jīng)過(guò)大電容濾波后，接到推挽變壓器原邊的中間抽頭。變壓器原邊另外兩個(gè)抽頭分別接兩個(gè)全控型開(kāi)關(guān)器件IGBT,并在此之間加入RC吸收電路，構(gòu)成推挽逆變電路。推挽變壓器輸出端經(jīng)全橋整流，大電容濾波得到220V直流電壓。并通過(guò)分壓支路得到反饋電壓信號(hào)UOUT.

圖5:推挽DC-DC變換器主電路圖

以CA3524芯片為核心，構(gòu)成控制電路。通過(guò)調(diào)節(jié)6、7管腳間的電阻和電容值來(lái)調(diào)節(jié)全控型開(kāi)關(guān)器件的開(kāi)關(guān)頻率。12、13管腳輸出pWM脈沖信號(hào)，并通過(guò)驅(qū)動(dòng)電路，分別交替控制兩個(gè)全控型開(kāi)關(guān)器件。電壓反饋信號(hào)輸入芯片的1管腳，通過(guò)調(diào)節(jié)電位器p2給2管腳輸入電壓反饋信號(hào)的參考電壓，并與9管腳COM端連同CA3524內(nèi)部運(yùn)放一起構(gòu)成pI調(diào)節(jié)器，調(diào)節(jié)pWM脈沖占空比，以達(dá)到穩(wěn)定輸出電壓220V的目的。

3.2結(jié)果與分析

實(shí)驗(yàn)結(jié)果表面，輸出電壓穩(wěn)定在220V,紋波電壓較小。最大輸出功率能達(dá)到近600W,系統(tǒng)效率基本穩(wěn)定在80%,達(dá)到預(yù)期效果。如下表1所示。

其中，由于IGBT效率損耗較大導(dǎo)致系統(tǒng)效率偏低，考慮假如采用損耗較小的MOSFET,系統(tǒng)效率會(huì)至少上升10%~15%.

注意事項(xiàng)：

(1)變壓器初級(jí)繞組在正、反兩個(gè)方向激勵(lì)時(shí)，由于相應(yīng)的伏秒積不相等，會(huì)使磁芯的工作磁化曲線(xiàn)偏離原點(diǎn)，這一偏磁現(xiàn)象與開(kāi)關(guān)管的選擇有關(guān)，原因是開(kāi)關(guān)管反向恢復(fù)時(shí)間的不同>可導(dǎo)致伏秒積的不同。

(2)實(shí)驗(yàn)中，隨著輸入電壓的微幅增高，系統(tǒng)損耗隨之增大，重要原因是變壓器磁芯出現(xiàn)較大的渦流損耗，系統(tǒng)效率有所下降。減小渦流損耗的措施重要有：減小感應(yīng)電勢(shì)，如采用鐵粉芯材料;新增鐵心的電阻率，如采用鐵氧體材料;加長(zhǎng)渦流所經(jīng)的路徑，如采用硅鋼片或非晶帶。

4結(jié)論

本方法利用24VDC輸入-220VDC輸出、額定輸出功率600W的DC-DC變換器，并采用Ap法設(shè)計(jì)了一種高頻推挽變壓器。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，本方法使輸出電壓穩(wěn)定在220V并具有一定的輸出硬度，效率達(dá)到80%,特別適用于低壓大電流輸入的中小功率場(chǎng)合。