鉅大鋰電 | 點擊量:0次 | 2020年05月14日
單片開關電源設計要點及電子數據表格
1單片開關電源的設計要點
1.1電源效率的選定
開關電源效率(η)是指其輸出功率(pO)與輸入功率(pI)(即總功率)的百分比。要指出,單片開關電源的效率隨輸出電壓(UO)的升高而新增。因此,在低壓輸出時(UO=5V或3.3V),η可取75%;高壓輸出時(UO≥12V),η可取85%。在中等電壓輸出時(5V因電源效率η=pO/pI,故開關電源的總功耗pD=pI-pO=-pO=·pO(1)
pD中包括次級電路功耗和初級電路功耗。重要的是應了解初、次級功耗是如何分配的。損耗分配系數(Z)即反映出這種關系。
設初級功耗為pp,次級功耗為pS,則pp+pS=pD,Z=pS/pD,而1-Z=pp/pD。要注意的是,次級功耗與高頻變壓器傳輸功率的大小有關,而初級鉗位二極管的功耗應歸入次級功耗之中。這是因為輸入功率在漏極電壓被鉗位之前,已被高頻變壓器傳輸到次級的緣故。
1.2如何計算輸入濾波電容的準確值
輸入濾波電容的容量是開關電源的一個重要參數。CIN值選的過小,會使UImin值大大降低,而輸入脈動電壓UR卻升高。但CIN值取得過大,會新增電容器成本,而且關于提高UImin值和降低脈動電壓的效果并不明顯。下面介紹計算CIN準確值的方法。
交流電壓u經過橋式整流和CIN濾波,在u=umin情況下的輸入電壓波形如圖1所示。該圖是在pO=pOM,fL=50Hz(或60Hz)、整流橋的響應時間tc=3ms、η=80%的情況下繪出的。由圖可見,在直流高壓UImin上還要疊加上一個幅度為UR的初級脈動電壓,這是CIN在充放電過程中形成的。
欲獲得CIN的準確值,可按下式進行計算:CIN=(2)
圖1交流電壓為最小值時的輸入電壓波形
圖2正向恢復時間的電壓波形
圖3TOpSwitchⅡ等系列在230V交流輸入時各電壓參數的電位分布
舉例說明,在寬范圍電壓輸入時,umin=85V。取UImin=90V,fL=50Hz,tc=3ms,假定pO=30W,η=80%,一并帶入式(2)中求出CIN=84.2μF,比例系數CIN/pO=84.2μF/30W=2.8μF/W,這恰好在(2~3)μF/W允許的范圍之內。
1.3初級各電壓參數的電位分布情況
下面詳細介紹輸入直流電壓的最大值UImin、初級感應電壓UOR、鉗位電壓UB與UBM、最大漏極電壓
UDmax、漏源擊穿電壓U(br)DS這6個電壓參數的電位分
布情況,使讀者能有一個定量的概念。
關于TOpSwitchⅡ系列單片開關電源,其功率開
關管的漏源擊穿電壓U(br)DS≥700V,現取下限值700V,
其感應電壓UOR=135V。本來初級鉗位二極管的鉗位電壓UB只需取135V,即可將疊加在UOR上由漏感而造成的尖峰電壓吸收掉,實際卻不然。手冊中給出UB參數值僅表示工作在常溫、小電流情況下的數值。實際上鉗位二極管(即瞬態電壓抑制器TVS)還具有正向溫度系數,它在高溫、大電流條件下的鉗位電壓UBM要遠高于UB。實驗表明,二者存在下述關系:
UBM≈1.4UB(3)
這表明UBM大約比UB高40%。此外,為防止鉗位二極管對初級感應電壓UOR也起到鉗位用途,所選用的TVS鉗位電壓應按下式計算:
UB=1.5UOR(4)
此外,還須考慮與鉗位二極管相串聯的阻塞二極管VD1的影響。VD1一般采用超快恢復二極管(SRD),其特點是反向恢復時間(trr)很短。但是VD1在從反向截止到正向導通過程中還存在著正向恢復時間(tfr),還需留出20V的電壓余量。正向恢復時間含義為:給二極管施加一個正向瞬態電壓,使之從電流為零的反向電壓偏置狀態轉入正向電壓偏置狀態,直到管子的正向電壓恢復到規定值所要的時間間隔。設二極管正向壓降的典型值為UF,這里講的規定值即為1.1UF。正向恢復時間的電壓波形如圖2所示。由圖可見,當給二極管加上正向瞬態電壓時,管子由截止狀態轉變成導通狀態的過程如下:管子的正向電壓首先要從零上升到0.1UF,然后達到峰值電壓UFM,再下降到1.1UF。規定從0.1UF恢復到1.1UF所需時間,即為正向恢復時間。要注意,正向恢復時間(tfr)和反向恢復時間(trr)屬于兩個性質不同的特點參數。
考慮上述因素之后,TOpSwitchⅡ的最大漏源極
電壓的相關經驗公式應為:
UDmax=UImax+1.4×1.5UOR+20V(5)TOpSwitchⅡ各系列在230V交流固定輸入時,初級電壓參數對應于波形的分布情況如圖3所示。此時u=230V±35V,即umax=265V,UImax=umax≈375V,UOR=135V,UB=1.5UOR≈200V,UBM=1.4UB=280V,UDmax=675V,最后再留出25V的電壓余量,因此U(br)DS=700V。實際上U(br)DS也具有正向溫度系數,當環境溫度升高時U(br)DS也會升高,上述設計就為芯片耐壓值供應了額外的余量。
1.4根據Ip值選擇芯片的方法
單片開關電源的極限電流最小值ILIMIT(min),均是針對室溫情況下含義的。若芯片工作在比較高的溫度下,其額定值應減小10%,因此通常取初級峰值電流Ip=0.9ILIMIT(min)。這表明在選擇芯片時,可先將Ip除以0.9,轉換成ILIMIT(min)值,從有關參數表中查出符合上述要求且與該數值最為接近的TOpSwitch芯片。
在pO確定之后,采用持續模式能降低Ip,允許使用功率較小的芯片。若要減小磁芯及高頻變壓器的尺寸,應適當新增初級脈動電流IR與峰值電流Ip的比值KRp。KRp的取值范圍是0~1.0。KRp愈大,磁芯尺寸愈小,其代價是需采用輸出功率較大的芯片。另外,增大KRp值還意味著開關電源要向不持續模式過渡,此時初級電感量Lp↓,Ip↑,IRMS↑,導致η↓。因此,在選擇KRp值時應權衡利弊,要在減小磁芯尺寸與保證盡量高的效率這二者之間,確定最優設計方法。
2電子數據表格的結構
在用計算機設計單片開關電源時,需借助于電子數據表格才能完成。這種表格的內容以高頻變壓器設計為主,其它外圍電路及關鍵元器件參數計算為輔。單路輸出式開關電源的電子數據表格共分6列。A列代表輸入和輸出的參數。B列中是由用戶輸入的數據。C列為計算過程中保留的數據,這些數據可作為中間變量,在前、后設計步驟中交叉使用。D列為計算結果。E列給出的是單位(SI制)。F列是對參數的說明。
舉例說明:由TOp222Y構成的7.5V、15W單片開關電源模塊,其交流輸入電壓范圍是85V~265V,電壓調整率SV=±0.5%(85V~265V),負載調整率SI=±1%(負載電流從滿載的10%變化到100%),輸出紋波電壓最大值為±50mV。表1給出該模塊所對應的電子數據表格,可供讀者在設計開關電源時參考。要指出,在設計和使用電子表格時,還可根據實際電路的要求,適當新增一些參數。例如在第16行下面插入TOpSwitch的極限電流最大值ILIMIT(max)參數,并注明由此選定的芯片型號,作為新的17行,原17行就改為18行,依次順延。表中預留出的空行也是專為插入新參數而設置的。
表1設計7.5V、15W開關電源用的電子數據表格