眾所周知，并聯技術已成為實現大功率分布式電源系統的核心技術[1]，但由于各并聯電源模塊特性并不完全一致，輸出電壓高的模塊可能承擔更多負載，而有的模塊則可能輕載、甚至空載運行，結果導致分擔電流多的模塊熱應力大，降低了電源整體的工作可靠性。隨著電子系統的發展，對電源可靠性、效率和功率密度的要求越來越高，因此有必要采取一種有效的均流控制方法，保證整個電源系統的輸出電流按各個單元模塊的輸出能力均攤，這樣既能充分發揮單元電源模塊的輸出能力，又能保證每個單元電源的工作可靠性。

目前已有大量文獻介紹并聯電源系統的均流技術，雖然其原理不盡相同，但控制器的設計都是在電源模塊簡化、近似的數學模型基礎上進行。考慮到大功率器件及其電源模塊的非線性特性，基于古典反饋控制的均流措施不可能取得滿意的控制效果。隨著計算機技術的迅速發展，復雜參量和系統的狀態實時計算、估計已成為現實，自適應控制、滑模變結構控制等現代控制理論以及模糊控制、神經網絡等智能控制方法都已應用于電力電子系統[2]。因此，在設計高精度、高穩定性電源時使用先進的控制策略論將更具吸引力和實用價值。本文將模糊控制與常規pID控制相結合，并采用

積分前饋控制，構成智能均流控制器，試驗波形表明電源系統的動、靜態性能得到了顯著提高。

并聯DC/DC模塊的主-從均流法

工作原理

如圖1a所示，在主從控制方式下的N個模塊中#1模塊作為主模塊（master），工作在電壓源（VS）方式（圖1b），其余N-1個模塊作為從模塊（slave），工作在電流源（CS）方式（圖1c）。Vr1是主模塊的電流基準值，作為pWM控制器的控制電壓；從模塊的pWM控制器由主模塊與從模塊輸出電流的偏差電壓即電流負反饋來調節，CSC是均流控制器。由于從模塊電流均按主模塊電流進行調節，其輸出電流與主模塊電流基本一致，從而實現均流。因此，該系統實際上是一個由電壓外環和電流內環構成的雙閉環控制系統。

圖1并聯電源模塊的主-從均流法工作原理圖

重要特點

雙閉環主-從均流控制技術重要有以下特點:

（1）每個電源模塊的輸出電流能夠自動按功率份額均攤，實現均流；

（2）當輸入電壓或/和負載電流變化時，能保持輸出電壓穩定，并且均流瞬態響應好；

（3）由于主從模塊間要通訊聯系，所以整個系統較為復雜。

pID均流控制器（CSC）設計

雖然文獻[3]提出的pI均流控制器在DC/DC模塊電源并聯系統中獲得了較高的均流精度，但動態性能尚無法滿足電源在負載變化或電網波動過程中的快速性要求。為改善動態特性，在pI調節器的基礎上引入微分環節，構成pID控制器。這里以降壓型（BUCK）DC/DC電源模塊為例，進行具體說明。模塊參數:輸入電壓15V，輸出電壓5V，輸出電流15A。系統采用三模塊并聯的MSC拓撲，電源總輸出電流是45A。若均流控制器（CSC）采用圖2所示的pI控制器，選擇其帶寬BW=28kHz，相位裕量pM=48°，幅值裕量GM=15dB，則其傳遞函數及參數：

圖2模糊均流控制器結構圖

其中：

在pI控制器的基礎上引入微分環節，新增低頻段零點，從而在保證充分相位裕量的前提下，新增系統帶寬。為提高系統快速性，將pID調節器的帶寬由28kHz提高到100kHz，相位裕量不變，幅值裕量為無窮大，則pID控制器的傳遞函數為:

其中：kp=20，ki=1，kd=0.1，傳遞函數中包括Z1=0.05s-1、Z2=300×103s-1兩個零點和附加微分環節的高頻極點p=-ωp，ωp值由式（1）決定。值得注意的是，雖然電源系統的響應速度有了顯著提高，但是帶寬的新增使系統抑制輸入信號高頻噪聲的能力大大下降。因此帶寬的選擇應當是在電源系統具體的應用背景下具體分析，盡量在系統快速性和抗擾性之間取得平衡。FUZZY-pID均流控制器設計

由于并聯電源系統的強耦合、非線性特性，其均流控制器的pID參數整定非常困難甚至根本無法整定，很難在工程上找到同時滿足穩定性和動態性能要求的解決方法。因此，借助于智能控制不依賴被控對象精確數學模型的特點，本文介紹一種新型智能均流控制器設計方法，在pID調節器中引入模糊控制，在實現并聯模塊均流的同時，進一步提高系統的動靜態性能指標。

均流控制器結構

基于FUZZY-pID控制的CSC結構（圖2）采用二維模糊控制器結構，以均流誤差e和誤差變化e作為輸入量，u為輸出控制量。此時，模糊控制器的控制量成為電流誤差和誤差變化的非線性函數，它具有類似pD調節器的控制效果，系統動態特性有所改善，而靜態性能并不令人滿意，系統無法完全消除穩態誤差；再加之模糊控制固有的死區現象，使穩態誤差進一步擴大。另外，在模糊變量分級不夠多的情況下，常常在平衡點附近有振蕩現象。為克服這些問題，系統又引入誤差信號的積分分離、前饋控制算法，以消除穩態誤差。

模糊控制器設計

通常模糊控制規則由總結實際操作相關經驗而得來，但關于并聯電源系統這種特定對象，要總結人工控制相關經驗比較困難，因此本設計考慮將上述經典pID控制策略模糊化，得到所需控制規則。

含義輸入量e和e的模糊集為:{負（N）、零（Z）、正（p）}，控制量u的模糊集為{負大（NB）、負小（NS）、零（Z）、正小（pS）、正大（pB）}，對應隸屬函數均為三角型（圖3）。基于式（2）pID專家知識的模糊變量賦值按以下過程建立:因pID調節器的比例與微分系數之比kp/kd=200，若e的變化范圍是[-1，1]，則可以確定e的變化范圍是[-200，200]。假如e是負（-1），且e也是負（-200），那么基于pID的模糊推理結果即控制量u約是-40，也就是說u值論域中的負大（NB）對應于-40。依此類推，可獲得其余推理結果，模糊控制表如表1所示。

圖3隸屬函數

表1模糊控制規則表

實驗與結論

這里就三個BUCKDC/DC電源模塊并聯系統進行仿真實驗研究。圖4a和圖4b分別是70%負載條件下CSC采用pID調節器和FUZZY-pID調節器時系統的階躍響應波形，從中可以看出:

圖4a并聯電源系統階躍響應圖

（1）基于FUZZY-pID均流調節器的電源系統中各模塊電流波形幾乎完全一致，而在pID調節用途下各模塊電流波形差別較大，這說明FUZZY-pID控制的穩定性好，穩態精度高，動態響應快且無超調。

系統主電路

逆變主電路為交-直-交電壓型，整流側為單相二極管不可控型。這種方式不僅控制簡單，而且系統具有較高的功率因數。為減小裝置體積，減少諧波，提高電流波形質量。逆變功率元件采用高開關頻率的三菱電機公司第三代智能功率模塊pM20CSJ060。該模塊為六合一封裝，內部為三相橋式電路結構，內部集成了高速、低功耗的IGBT芯片及其驅動、保護電路。此外，該模塊還集成了過熱和欠壓鎖定保護電路，使得系統的可靠性得到進一步提高[4]。控制電路上的LF2407芯片輸出的六路空間矢量信號SVpWM經光耦6N136實現對IpM隔離驅動，再將整流濾波后的直流電壓逆變為所需的高頻交流電驅動永磁空調壓縮機。

系統中還有電流檢測電路，采用霍爾電流傳感器檢測永磁電機A、C兩相，再利用采樣電阻和多級運放將電流信號處理為在0～5V間變化的模擬電壓信號，與集成在LF2407內的A/D轉換器外引腳相連接。由于無位置傳感器技術無法了解轉子的初始位置，永磁電機也只有在起動后才能工作在無位置傳感器狀態下，所以用光電式旋轉編碼器來實現轉子初始位置的檢測。其它的保護電路由LF2407的事件管理器來實現，一旦系統出現故障，片內固化的中斷程序將自動切斷系統的SVpWM輸出，直到故障消失和系統復位。

系統軟件設計

本文研究的永磁空調系統控制軟件全部由LF2407完成，重要是完成空間磁場定向控制，出現SVpWM信號。控制軟件包括初始化程序、主程序和中斷服務子程序三個部分。系統在每次復位后，首先執行初始化程序，完成DSp內部設定和初始狀態的檢測，然后開啟中斷，執行主程序。一旦外部中斷條件滿足時，系統執行中斷服務子程序，直到系統重新復位。圖4b為SVpWM中斷服務子程序框圖。

圖4bSVpWM中斷子程序流程圖

結論

本文根據永磁同步電動機矢量控制原理和變頻空調器的要求，開發了一套基于DSp的全新變頻空調控制系統。利用LF2407的六個pWM全比較器出現的SVpWM控制信號就可以實現對永磁同步電動機的變頻控制。該空調控制系統充分利用了LF2407的超強實時計算能力和一些集成器件，使整個系統結構簡單、產品開發周期短、可靠性強。